作為電源工程師，我們能夠回憶起第一次接觸到理想化的降壓和升壓功率級的場景。還記得電壓和電流波形是多么的漂亮和簡單(圖1)，以及平均電流的計算是多么地輕松，并且確定與輸入和輸出相關的傳遞函數(shù)也輕而易舉?

圖1：理想化的降壓與升壓功率級：這些圖看起來真是太棒了!

當我們關于用實際組件來實現(xiàn)轉換器有更加深入的了解時，這個波形變得復雜了很多。不斷困擾開關轉換器的一個特別明顯的非理想狀態(tài)就是同步降壓或升壓轉換器內(nèi)所使用的MOSFET體二極管的反向恢復。氮化鎵—GaN器件不會表現(xiàn)出反向恢復特性，并因此防止了損耗和其它相關問題。借助于我的LMG5200和一個差不多的基于硅FET的TpS40170EVM-597，我將開始在24V至5V/4A電源轉換器中測量反向恢復。

反向恢復—到底是個啥東西?

一個二極管中的反向恢復就是當反向電壓被施加到端子上時流經(jīng)二極管的反向電流(錯誤方向!)(請見圖2)。二極管中有儲存的電荷，這些電荷必須在二極管能夠阻斷反向電壓前重新組合。這個重新組合是溫度、正向電流、Ifwd、電流的di/dt，以及其它因數(shù)的函數(shù)。

圖2：反向恢復電流波形

恢復的電荷，Qrr，被分為兩個分量：恢復之前的Qa和恢復之后的Qb—二極管在此時開始支持反向電壓—請見圖3。你也許見過Qb與Qa相同的軟恢復，這樣的話，di/dt比較慢，或者說，你見過Qb很小，而di/dt很高的活躍二極管。當di/dt很高時(由二極管急變引起)，橋式功率環(huán)路中寄生電感的響應方式是把它們儲存的電能傾倒到寄生節(jié)點電容中;電壓振鈴會由于二階響應而出現(xiàn)。這也是將輸入功率級旁路電容器放置在輸入級附近的原因。由于環(huán)路中用于快速恢復的電感較少，由寄生電容導致電壓振鈴的電能較少。

圖3：已恢復的電荷

我用常規(guī)的方法來計算反向恢復損耗：我使用的是數(shù)據(jù)表中的Qrr額定值，并將其乘以頻率和輸入電壓(假如是降壓轉換器)或輸出電壓(假如是升壓轉換器)。二極管或MOSFET數(shù)據(jù)表通常指定一個反向恢復時間和一個反向恢復電荷。例如，CSD18563Q5A指定了一個49ns的反向恢復時間，trr，以及一個63nC的Qrr。方程式1計算在一個300kHz，24V->5V降壓轉換器中，由Qrr所導致的損耗一階估算值：

Qrr損耗~24V*300kHz*63nC=454mW(1)

請注意!Qrr通常是25°C溫度下，針對特定Ifwd和di/dt的額定值。實際Qrr會在結溫上升時，比如說125°C時加倍(或者更多)。di/dt和初始電流都會有影響(更高或更低)。關于活躍型二極管，這個功率的大部分在上部開關內(nèi)被耗散。關于軟恢復二極管，這個功率在上部開關和體二極管之間分離開來。假如di/dt和Ifwd條件與我的應用相類似，我將25°C溫度下?lián)p耗的2倍作為與恢復相關損耗的估算值。

那么，你打算拿這些損耗怎么辦呢?實際電路中，由反向恢復導致的真實峰值電流是多少?你也許嘗試用一個SpICE工具來仿真恢復，不過我還未在SpICE社區(qū)內(nèi)發(fā)現(xiàn)比較好的針對二極管恢復的模型。圖4顯示的是一個TINA-TI?仿真的結果;我用我們的24V/5V降壓轉換器的TpS40170產(chǎn)品文件夾對這個仿真進行了修改，從而顯示出頂部開關內(nèi)的開關節(jié)點電壓(SW)和電流(負載電流加上反向恢復電流，以及用一個10mΩ分流電阻器感測到的開關節(jié)點電容電流)。

圖4：TINA-TI仿真：TpS540170

注意到大約5A的峰值紋波電路，以及5A峰值反向恢復電流加上開關節(jié)點電容充電電流。我運行了這個仿真，并且將溫度從27°C新增至125°C—峰值恢復電流沒有新增—并且看起來好像SpICE沒有對這個恢復進行正確建模。

接下來我們來看一看在一個真實電路中測量反向恢復的方法。

測量一個同步降壓轉換器中的反向恢復不太容易。電流探頭太大，并且會大幅新增功率級環(huán)路中的電感。而且電流探頭的帶寬也不夠。

使用一個分流電阻器怎么樣?這聽起來是可行的，不過你要確保這個器件不會引入過大的環(huán)路電感。我找到了幾個電阻值在10mΩ，并且具有低電感的電阻器。

我很想把這個器件放在同步FET的源極上，不過會有兩個問題：

·分流電阻器上會出現(xiàn)柵極驅(qū)動電流，以及恢復和負載電流。

·這個分流電阻器將新增電感，會由于高di/dt電流而影響到下橋柵極驅(qū)動。

其中一個解決方法就是將分流電阻器放在上橋MOSFET的漏極內(nèi)，這樣的話，分流電阻器就不會影響到柵極驅(qū)動了。VishayVCS1625/Y08500R01000F9R就具有這樣的功能—它內(nèi)置有開爾文連接，并且具有能夠減少電感的結構。請見圖5。

圖5：分流電阻器(Vishay公司生產(chǎn))

硅MOSFET恢復測量

為了用一個硅MOSFET橋獲得基線Qrr測量值，我掏出一把切割刀，在TpS40170EVM-597上為分流電阻器辟出了一個安全島，并將這個分流電阻器放置其中。我使用的是一條50ΩSMA至BNC電纜，將信號傳送到這個示波器(與50Ω的電阻值端接)。我串聯(lián)了一個50Ω的電阻器，這樣的話，我得到一半的信號值，不過沒有振鈴。注意在同時使用不同類型的探頭時要進行失真調(diào)節(jié)!

要注意的一點是，當分流電阻器位于頂端時，這個示波器被接地至正輸入電壓軌。這意味著電源正輸出被接地(負電源接至降壓轉換器)，任何其它測試設備，比如說負載測試器，一定不能使流經(jīng)示波器連線的電源短路。圖6顯示的是經(jīng)修改的評估模塊(EVM)電路原理圖。

圖6：用于反向恢復測量的經(jīng)修改的硅橋

圖7顯示了插入分流電阻器后的TpS40170EVM。

圖7：EVM探測技術

圖8顯示的是開關節(jié)點，以及300kHz,24VIN,5VOUT和4AOUT時的分流波形。

圖8：硅橋開關波形

在圖8中，黃色是軟件節(jié)點，而紫色表示的是頂部FET漏極電流。電流平均值的三角波形與4A負載完美匹配->20mV=4A。

在圖9中，針對TpS40170/硅MOSFET的高亮反向恢復電荷用紅色顯示(使用的是CSD185363A)。峰值恢復電流為18A左右(90mV)，據(jù)我估算，關于24V*300KHz*100nC=720mW的損耗，Qrr大約小于100nC。要注意的是，這個電流在紅色區(qū)域內(nèi)的部分在開關節(jié)點上升時流入負載，所以估算值也許會比Qrr高一點。

圖9：硅橋反向恢復

想象一下這種情況!每3.3s從輸入電源汲取一個18A、12ns寬的電流脈沖。高di/dt將導致所有功率級中的環(huán)路電感出現(xiàn)出電壓，并且有可能造成運行問題。幸運的是，TpS40170EVM-597具有一個可以緩解這些問題的極佳布局布線D實際上，這些問題并不會一直出現(xiàn)。

進入GaN,恢復在哪?

我使用了同樣的技術來測量LMG5200GaN(氮化鎵)EVM。我首先當LMG5200EVM在負載為4A，將24V驅(qū)動為5V時，抓取了一個LMG5200EVM開關節(jié)點電壓的參考示波器波形圖。我使用的是一臺安捷倫33220A，在300kHz時，將一個固定的21%左右的占空比驅(qū)動至LMG5200pWM輸入。請見圖10，通道1顯示的是開關節(jié)點波形。

圖10：LMG5200GaN開關波形

我將高/低驅(qū)動信號包括在內(nèi)，作為參考(通道34)。這個體二極管傳導比MOSFET的體二極管有更高的壓降D我在這段時間看到的壓降是2.5V左右，而不是大約0.6V。我抓取了這幅示波器波形圖的原因在于，我將要在輸入環(huán)路中新增一個會導致更多振鈴的電阻器/電感。

圖11顯示的是在我將分流電阻器添加到上橋GaN器件的漏極后的變化。

圖11：GaN開關波形探測技術

要注意的是，我必須用一個電平位移電路(簡單的pNp和電阻器)來將300kHz21%占空函數(shù)發(fā)生器信號從接地(現(xiàn)在為24V電源的正值側)電平位移至-24V上的pWM輸入。假如不這么做的話，當把示波器感測放置在正電壓軌上時，我將會遇到一個接地競爭(或者被稱為保險絲熔斷)。圖12顯示的是開關節(jié)點(黃色)和最高GaN電流(紫色)。

圖12：分流電阻器被插入時的LMG5200GaN開關波形

通過放大圖13，可以看出恢復電流已經(jīng)消失(紅色區(qū)域沒有了)。由于感測電阻器新增的電感，還有一點點額外的振鈴，不過沒有恢復損耗或相關問題。你會發(fā)現(xiàn)開關和開關節(jié)點電容損耗依舊存在，但是GaN上不會出現(xiàn)導致基于硅MOSFET的轉換器問題的反向恢復，這真讓人松了一口氣!

圖13：GaNQrr測量值